この記事では、固定モードと可変モードでカスタマイズされたトランジスタ電圧レギュレータ回路を作成する方法について包括的に説明します。

安定した、を生成するように設計されているすべての線形電源回路定電圧電流出力には、必要な安定化出力を得るためのトランジスタとツェナーダイオードステージが基本的に組み込まれています。

ディスクリート部品を使用するこれらの回路は、恒久的に固定または定電圧、または安定化された調整可能な出力電圧の形をとることができます。

最も単純な電圧レギュレータ

おそらく最も単純なタイプの電圧レギュレータは、下の図に示すように、調整に基本的なツェナーダイオードを使用して動作するツェナーシャントスタビライザーです。

ツェナーダイオードの定格電圧は、目的の出力電圧と同等であり、目的の出力値と厳密に一致している可能性があります。

電源電圧がツェナー電圧の定格値を下回っている限り、数メガオームの範囲で最大抵抗を示し、電源を制限なく通過させることができます。

ただし、電源電圧が「ツェナー電圧」の定格値を超えて上昇すると、抵抗が大幅に低下し、電源が低下するかツェナー電圧レベルに達するまで、過電圧がグランドにシャントされます。

この突然のシャントにより、電源電圧が低下してツェナー値に達し、ツェナー抵抗が再び増加します。その後、サイクルは急速に継続し、電源が定格ツェナー値で安定した状態を維持し、この値を超えることは決してありません。

上記の安定化を実現するには、入力電源を必要な安定化出力電圧より少し高くする必要があります。

ツェナー値を超える過剰な電圧により、ツェナーの内部「アバランシェ」特性がトリガーされ、瞬時のシャント効果が発生し、ツェナー定格に達するまで電源が低下します。

この動作は、ツェナー定格と同等の固定安定化出力電圧を保証しながら無限に継続します。

ツェナー電圧安定器の利点

ツェナーダイオードは、低電流、定電圧レギュレーションが必要な場合に非常に便利です。

ツェナーダイオードは構成が簡単で、あらゆる状況下で適度に正確な安定した出力を得るのに使用できます。

ツェナーダイオードベースの電圧レギュレータステージを構成するために必要な抵抗は1つだけであり、目的の結果を得るために任意の回路にすばやく追加できます。

ツェナー安定化レギュレータのデメリット

ツェナー安定化電源は、安定した出力を実現するための迅速、簡単、効果的な方法ですが、いくつかの重大な欠点があります。

出力電流が低いため、出力で高電流負荷がサポートされる可能性があります。
安定化は、入力/出力の差が小さい場合にのみ発生します。つまり、入力電源が必要な出力電圧よりも高くなりすぎることはありません。そうしないと、負荷抵抗が大量の電力を消費し、システムが非常に非効率になる可能性があります。
ツェナーダイオードの動作は一般にノイズの発生に関連しており、Hi-Fiアンプの設計やその他の同様の脆弱なアプリケーションなどの敏感な回路の性能に重大な影響を与える可能性があります。

「増幅ツェナーダイオード」の使用

これは、強化された電力処理機能を備えた可変ツェナーを作成するためにBJTを利用する増幅ツェナーバージョンです。

R1とR2が同じ値であると想像してみましょう。これにより、BJTベースに十分なバイアスレベルが作成され、BJTが最適に動作できるようになります。ベースエミッタの最小順方向電圧要件は0.7Vであるため、BJTは、使用するBJTの特定の特性に応じて、0.7Vを超える値または最大で1Vの値を導通およびシャントします。

したがって、出力は約1Vで安定します。この「増幅された可変ツェナー」からの電力出力は、BJT電力定格と負荷抵抗値に依存します。

ただし、この値は、R2値を変更するだけで、他の目的のレベルに簡単に変更または調整できます。または、R2をポットに置き換えるだけです。 R1ポットとR2ポットの両方の範囲は1Kから47Kの間で、1Vから電源レベル（最大24V）までスムーズに可変の出力を得ることができます。精度を高めるために、次の電圧分割式を適用できます。

出力電圧= 0.65（R1 + R2）/ R2

ツェナーアンプの欠点

さらに、この設計の欠点は、入力と出力の差が増加するにつれて比例して増加する高い消費電力です。

出力電流と入力電源に応じて負荷抵抗値を正しく設定するために、以下のデータを適切に適用することができます。

必要な出力電圧が5V、必要な電流が20 mA、電源入力が12 Vであると仮定します。次に、オームの法則を使用すると、次のようになります。

負荷抵抗=（12-5）/ 0.02 = 350オーム

ワット数=（12-5）x 0.02 = 0.14ワットまたは単に1/4ワットで十分です。

直列トランジスタレギュレータ回路

基本的に、シリーズパストランジスタとも呼ばれるシリーズレギュレータは、電源ラインの1つと負荷に直列に接続されたトランジスタを使用して作成された可変抵抗です。

トランジスタの電流に対する抵抗は、出力負荷に応じて自動的に調整されるため、出力電圧は目的のレベルで一定に保たれます。

直列レギュレータ回路では、入力電流は出力電流よりわずかに大きくなければなりません。この小さな違いは、レギュレータ回路自体が利用する唯一の電流の大きさです。

“可変速モーターコントローラー回路 ”

シリーズレギュレータの利点

シャントタイプのレギュレータと比較したシリーズレギュレータ回路の主な利点は、効率が優れていることです。

これにより、電力の消費と熱による浪費が最小限に抑えられます。この大きな利点のために、直列トランジスタレギュレータは高電力電圧レギュレータアプリケーションで非常に人気があります。

ただし、電力要件が非常に低い場合、または効率と発熱が重要な問題に含まれない場合は、これを回避できます。

基本的に、シリーズレギュレータは、上記のように、ツェナーシャントレギュレータを組み込んで、エミッタフォロワバッファ回路に負荷をかけることができます。

エミッタフォロワステージが採用されているときはいつでも、ユニティ電圧ゲインを見つけることができます。これは、安定した入力がそのベースに適用されると、通常、エミッタからの安定した出力も達成することを意味します。

エミッタフォロワからより高い電流ゲインを得ることができるため、出力電流は、適用されるベース電流と比較してはるかに高いと予想できます。

したがって、ツェナーシャント段のベース電流が約1または2 mAであり、これが設計の静止消費電流にもなりますが、100mAの出力電流を出力で利用できるようにすることができます。

入力電流は、ツェナースタビライザーによって利用される1または2 mAと一緒に出力電流に加算されます。そのため、達成される効率は卓越したレベルに達します。

回路への入力電源が期待される出力電圧を達成するのに十分な定格であるとすると、これはTr1のベース電位によって直接調整されるため、出力は入力電源レベルに実質的に依存しない可能性があります。

ツェナーダイオードとデカップリングコンデンサは、トランジスタのベースで完全にクリーンな電圧を発生させます。この電圧は出力で複製され、実質的にノイズのない電圧を生成します。

これにより、このタイプの回路は、巨大な平滑コンデンサを含まずに驚くほど低いリップルとノイズで、1アンペア以上の電流範囲で出力を提供することができます。

出力電圧レベルに関する限り、これは接続されたツェナー電圧と正確に等しくない場合があります。これは、トランジスタのベースリードとエミッタリードの間に約0.65ボルトの電圧降下が存在するためです。

したがって、回路の最小出力電圧を達成できるようにするには、この降下をツェナー電圧値から差し引く必要があります。

つまり、ツェナー値が12.7Vの場合、トランジスタのエミッタでの出力は約12 Vになる可能性があります。逆に、目的の出力電圧が12 Vの場合、ツェナー電圧は12.7Vになるように選択する必要があります。

このシリーズレギュレータ回路のレギュレーションは、ツェナー回路のレギュレーションと同じになることはありません。これは、エミッタフォロワがゼロ出力インピーダンスを持つことができないためです。

また、出力電流の増加に応じて、ステージでの電圧降下がわずかに上昇する必要があります。

一方、ツェナー電流にトランジスタの電流利得を掛けた値が、予想される最大出力電流の最小100倍に達すると、良好なレギュレーションが期待できます。

ダーリントントランジスタを使用した高電流シリーズレギュレータ

これを正確に達成するには、出力で十分なゲインを達成できるように、2つまたは3つのトランジスタを使用する必要があることを意味します。

を適用する基本的な2トランジスタ回路エミッタフォロワダーリントンペアは次の図に示されています。ダーリントンのエミッタフォロワ構成で3つのBJTを適用する手法を示しています。

トランジスタのペアを組み込むことにより、1番目のトランジスタのベースを介して出力まで約1.3ボルトの出力でより高い電圧降下が生じることに注意してください。

これは、各トランジスタの両端から約0.65ボルトが削られているためです。 3トランジスタ回路を考えると、これは、1番目のトランジスタのベースと出力の両端で2ボルトをわずかに下回る電圧降下を意味する可能性があります。

負帰還を備えたエミッタ接地電圧レギュレータ

優れた構成は、いくつかの特定の設計で見られることがあります。エミッタ接地アンプ、100％の正味の負帰還を特徴としています。

この設定を次の図に示します。

エミッタ接地段は通常かなりの程度の電圧利得を持っているという事実にもかかわらず、これはこの場合の状況ではないかもしれません。

これは、出力トランジスタのコレクタとドライバトランジスタのエミッタの間に配置される100％の負帰還によるものです。これにより、アンプは正確なユニティのゲインを達成することが容易になります。

フィードバック付きエミッタ接地レギュレータの利点

この構成は、ダーリントンペア入力/出力端子間の電圧降下が低減されているため、エミッタフォロワベースのレギュレータ。

これらの設計から得られる電圧降下はわずか約0.65ボルトであり、これは効率の向上に貢献し、安定化されていない入力電圧が予想される出力電圧よりわずか数百ミリボルト高いかどうかに関係なく、回路が効果的に動作できるようにします。

シリーズレギュレータ回路を使用したバッテリーエリミネーター

示されているバッテリーエリミネーター回路は、基本的なシリーズレギュレーターを使用して構築された設計の機能図です。

このモデルは、最大電流が100mAを超えない9ボルトDCで動作するすべてのアプリケーション向けに開発されています。比較的大量の電流を必要とするデバイスには適していません。

T1は 12-0-12は100mAトランスでしたこれは、絶縁保護絶縁と電圧降圧を提供し、センタータップ付き二次巻線は、フィルタコンデンサを備えた基本的なプッシュプル整流器を動作させます。

無負荷の場合、出力は約18ボルトDCになり、全負荷で約12ボルトに低下する可能性があります。

電圧安定器のように機能する回路は、実際には、安定化された10 Vの公称出力を得るために、R1、D3、およびC2を組み込んだ基本的な直列タイプの設計です。ツェナー電流の範囲は、無負荷で約8 mA、全負荷で約3mAです。その結果、R1とD3から発生する消費は最小限に抑えられます。

TR1とTR2によって形成されるダーリントンペアエミッタフォロワは、出力バッファアンプがフル出力で約30,000の電流ゲインを提供し、最小ゲインが10,000であるように構成されていることがわかります。

このゲインレベルでは、ユニットは全負荷電流で3 mAを使用して動作し、最小ゲインiは、負荷電流が変動しても、アンプの両端の電圧降下にほとんど偏差を示しません。

出力アンプからの実際の電圧降下は約1.3ボルトであり、適度な10ボルトの入力では、これは約8.7ボルトの出力を提供します。

“プルアップvsプルダウン ”

これは、実際の9ボルトのバッテリーでさえその動作期間中に9.5Vから7.5Vまでの変動を示す可能性があるという事実を考慮すると、指定された9Vとほぼ同じに見えます。

シリーズレギュレータに電流制限を追加する

上で説明したレギュレータの場合、通常、出力短絡保護を追加することが重要になります。

これは、設計が低出力インピーダンスとともに良好なレギュレーションを提供できるようにするために必要な場合があります。電源は非常に低インピーダンスであるため、偶発的な出力短絡の状況では、非常に高い出力電流が流れる可能性があります。

これにより、出力トランジスタが他のいくつかの部品とともにすぐに焼損する可能性があります。一般的なヒューズは、ヒューズが反応して溶断する前であっても、すぐに害が発生する可能性があるため、十分な保護を提供できない場合があります。

おそらく回路に電流リミッタを追加することによって、これを実装する最も簡単な方法。これには、通常の動作条件下での設計のパフォーマンスに直接影響を与えることなく、補足回路が含まれます。

ただし、接続された負荷がかなりの量の電流を引き込もうとすると、電流リミッタによって出力電圧が急速に低下する可能性があります。

実際には、出力電圧は非常に急速に低下するため、出力の両端に短絡が発生しているにもかかわらず、回路から利用できる電流は、指定された最大定格よりも少し大きくなります。

電流制限回路の結果は、提案されたバッテリーエリミネーターユニットから得られた、徐々に低下する負荷インピーダンスに関する出力電圧と電流を表示する以下のデータで証明されています。

ザ・電流制限回路いくつかの要素R2とTr3のみを使用して機能します。その応答は実際には非常に高速であるため、出力での短絡の可能性のあるすべてのリスクを単純に排除し、それによって出力デバイスにフェイルプルーフ保護を提供します。電流制限の働きは、以下に説明するように理解できます。

R2は出力と直列に配線されているため、R2の両端に発生する電圧は出力電流に比例します。 100 mAに達する出力消費では、R2の両端に生成される電圧はTr3でトリガーするのに十分ではありません。これは、スイッチをオンにするために0.65Vの最小電位を必要とするシリコントランジスタであるためです。

ただし、出力負荷が100 mAの制限を超えると、T2の両端に十分な電位が発生し、ONTr3を適切に導通状態に切り替えます。次に、TR3により、負荷を介して負の電源レールを横切ってTrlに向かっていくらかの電流fが流れます。

これにより、出力電圧がいくらか低下します。負荷がさらに増加すると、R2全体の電位が比例して上昇し、Tr3のスイッチがさらに強くなります。

その結果、より多くの電流がTr1に向かってシフトし、Tr3と負荷を通る負のラインにシフトすることができます。この動作により、出力電圧の電圧降下が比例して上昇します。

出力短絡の場合でも、Tr3は導通状態に強くバイアスされ、出力電圧をゼロに強制的に低下させ、出力電流が100mAマークを超えないようにします。

可変調整ベンチ電源

可変電圧安定化電源固定電圧レギュレータタイプと同様の原理で動作しますが、ポテンショメータ制御これにより、可変電圧範囲で安定した出力が容易になります。

これらの回路ベンチおよびワークショップの電源として最適ですが、分析のためにさまざまな調整可能な入力を必要とするアプリケーションでも使用できます。このようなジョブの場合、電源ポテンショメータは、電源の出力電圧を目的の安定化電圧レベルに調整するために使用できるプリセットコントロールのように機能します。

上の図は、0〜12Vの連続可変安定化出力を提供する可変電圧レギュレータ回路の典型的な例を示しています。

主な特徴

電流範囲は最大500mAに制限されていますが、トランジスタとトランスを適切にアップグレードすることで、これをより高いレベルに上げることができます。
この設計は、1mV未満の非常に優れたノイズおよびリップルレギュレーションを提供します。
全出力負荷でも、入力電源と安定化出力の最大差は0.3V以下です。
調整された可変電源は、高品質の調整された電源を必要とするほぼすべてのタイプの電子プロジェクトのテストに理想的に使用できます。

使い方

この設計では、出力ツェナースタビライザーステージと入力バッファアンプの間に分圧回路が含まれていることがわかります。この分圧器はVR1とR5によって作成されます。これにより、VR1のスライダーアームは、トラックのベースに近いときの最小1.4ボルトから、調整範囲の最高点にあるときの最大15Vのツェナーレベルまで調整できます。

出力バッファ段には約2ボルトの電圧降下があり、0Vから約13Vの出力電圧範囲が可能です。とはいえ、上限電圧範囲は、ゼナー電圧の5％の許容誤差など、部品の許容誤差の影響を受けます。したがって、最適な出力電圧は12ボルトよりも高いシェードになる可能性があります。

効率的ないくつかのタイプ過負荷保護回路ベンチ電源にとって非常に重要です。出力はランダムな過負荷や短絡に対して脆弱である可能性があるため、これは不可欠な場合があります。

現在の設計では、Trlとそのリンクされた要素によって決定される、かなり単純な電流制限を採用しています。ユニットが通常の状態で動作している場合、電源出力と直列に接続されているR1の両端に生成される電圧は小さすぎて、Trlを導通状態にトリガーできません。

このシナリオでは、R1によって生成される小さな電圧降下に加えて、回路は正常に動作します。これは、ユニットの調整効率にほとんど影響を与えません。

これは、R1ステージがレギュレータ回路の前に来るためです。過負荷状態が発生した場合、抵抗R2の両端に生成された電位差から取得されたベース電流のために、R1の両端に誘導された電位が最大約0.65ボルトになり、Tr1がオンになります。

これにより、R3とTr 1にかなりの量の電流が流れ、R4の両端の電圧降下が大幅に増加し、出力電圧が低下します。

この動作により、出力の短絡にもかかわらず、出力電流が最大550〜600mAに瞬時に制限されます。

電流制限機能により、出力電圧が実質的に0Vに制限されるためです。

R6は負荷抵抗のように装備されており、基本的に出力電流が低くなりすぎてバッファアンプが正常に動作できなくなるのを防ぎます。 C3により、デバイスは優れた過渡応答を実現できます。

欠点

他の一般的なリニアレギュレータと同様に、Tr4の消費電力は出力電圧と電流によって決定され、ポットが低い出力電圧と高い出力負荷に調整された状態で最大になります。

最も厳しい状況では、Tr4の両端に20 Vが誘導され、約600mAの電流が流れる可能性があります。これにより、トランジスタの消費電力は約12ワットになります。

これに長期間耐えられるようにするには、デバイスをかなり大きなヒートシンクに取り付ける必要があります。 VR1は、出力電圧マーキングを表示するように校正されたスケールを容易にする大きなコントロールノブを使用してインストールできます。

パーツリスト

抵抗器。（すべて1/3ワット5％）。
R11.2オーム
R2100オーム
R315オーム
R4 1k
R5470オーム
R6 10k
VR14.7kリニアカーボン
コンデンサ
C1 2200 µF 40V
C2 100 µF 25V
C3 330 nF
半導体
Tr1 BC108
Tr2 BC107
Tr3 BFY51
Tr4 TIP33A
DIからD41N4002（4オフ）
D5 BZY88C15V（15ボルト、400 mWツェナー）
変成器
T1標準メインプライマリ、17または18ボルト、1アンペア
二次
スイッチ
S1 D.P.S.T.ロータリーメインまたはトグルタイプ
その他
ケース、出力ソケット、回路基板、電源リード、ワイヤー、
はんだ等

より高い入力/出力差でトランジスタの過熱を停止する方法

上で説明したパストランジスタタイプのレギュレータは、通常、出力電圧が入力電源よりもはるかに低い場合は常に、直列レギュレータトランジスタから現れる非常に高い損失が発生する状況に遭遇します。

高出力電流が低電圧（TTL）で駆動されるたびに、ヒートシンクに冷却ファンを使用することが重要になる場合があります。おそらく厳しい例は、5および50ボルトで5アンペアを供給するように指定されたソースユニットのシナリオである可能性があります。

このタイプのユニットは、通常、60ボルトの調整されていない電源を持つことができます。この特定のデバイスが、定格電流全体でTTL回路を供給することを想像してみてください。回路内の直列要素は、この状況で275ワットを消費する必要があります。

十分な冷却を提供するための費用は、直列トランジスタの価格によってのみ実現されるようです。レギュレータトランジスタの電圧降下が5.5ボルトに制限される可能性がある場合、好ましい出力電圧に依存せずに、上の図では消費が大幅に減少する可能性があり、これは初期値の10％になる可能性があります。

これは、3つの半導体部品と2つの抵抗を使用することで実現できます（図1）。これがどのように正確に機能するかを次に示します。サイリスタThyは、R1を介して正常に導通することができます。

それにもかかわらず、T2の両端の電圧降下（直列レギュレータが5.5ボルトを超えると）はT1が導通し始め、その結果、ブリッジ整流器出力の後続のゼロ交差でサイリスタが「開き」ます。

この特定の動作シーケンスは、調整されていない電源が調整された出力電圧に対して5.5ボルトに固定されるように、C1（フィルターコンデンサ）に供給される電荷を常に制御します。 R1に必要な抵抗値は次のように決定されます。

R1 = 1.4 x Vsec-（Vmin + 5）/ 50 （結果はkオームになります）

ここで、Vsecはトランスの2次RMS電圧を示し、Vminは安定化出力の最小値を示します。

サイリスタは、ピークリップル電流に耐える能力を備えている必要があり、その機能電圧は最低1.5Vsecである必要があります。直列レギュレータトランジスタは、最大出力電流Imaxをサポートするように指定する必要があり、5.5 xIsecワットを消費する可能性のあるヒートシンクに取り付ける必要があります。