水晶発振器回路を理解する

基本的な固体水晶発振器回路構成は今日より開発されており、ほとんどすべての回路は、ピアス、ハートリー、クラップ、バトラー発振器などの広く認識されている真空管システムの変更であり、バイポーラデバイスとFETデバイスの両方で動作します。

これらの回路はすべて基本的に設計された目的を満たしていますが、まったく異なるものを必要とするアプリケーションや、機能を正確に記述する必要があるアプリケーションはたくさんあります。

以下にリストされているのは、既存のアマチュアの使用法や本では通常見られない、LFからVHFの範囲までのさまざまなアプリケーション向けの回路の範囲です。

基本的な固体水晶発振器回路技術は今では十分に確立されており、ほとんどの回路は、ピアス、ハートリー、クラップ、バトラー発振器などのよく知られた真空管技術を応用したものであり、バイポーラデバイスとFETデバイスの両方を使用しています。

これらの回路は基本的に意図された目的を果たしますが、別の何かを必要とする、またはパフォーマンスを確実に特性化する必要がある多くのアプリケーションがあります。

ここでは、現在のアマチュアの使用や文献には一般的に見られない、LFからVHFの範囲のさまざまなアプリケーション向けのさまざまな回路を紹介します。

動作モード

めったに評価されない、または単に見落とされる点は、水晶振動子が並列共振モードと直列共振モードで振動する可能性があるという事実です。 2つの周波数はわずかな違いで分割され、通常は周波数範囲全体で2〜15kHzです。

直列共振周波数は、並列に比べて周波数が小さくなっています。

並列モードで使用するために設計された特定の水晶は、その正確な負荷容量（通常、20、30、50、または100 pF）と同等の大きさのコンデンサが水晶と直列に接続されている場合、直列共振回路に適切に適用できます。

残念ながら、並列モード回路で直列共振水晶のタスクを逆にすることはできません。直列モード水晶は、その状況で校正された周波数を超えて発振する可能性があり、容量負荷で十分に負荷をかけることができない場合があります。

倍音水晶は通常、3番目、5番目、または7番目の倍音で直列モードで動作し、メーカーは通常、倍音周波数で水晶を校正します。

水晶を並列モードで実行し、周波数を3倍または5倍にすると、3番目または5番目の倍音で直列モードでまったく同じ水晶を操作することにより、かなり新しい結果が生成されます。

倍音水晶を購入している間、ジレンマから離れて、見かけの基本周波数ではなく、希望する周​​波数を特定します。

500 kHz〜20 MHzの範囲内の基本的な水晶は、通常、並列モード機能用に構築されていますが、直列モード動作が要求される場合があります。

1 MHzまでの低周波水晶の場合、どちらのモードも選択できます。倍音結晶は通常、15 MHz〜150MHzの範囲をカバーします。

ワイドレンジまたはアペリオディックオシレータ

同調回路を決して使用しない発振器は、「水晶チェッカー」としてであれ、別の理由であれ、非常に役立つことがよくあります。特にLF水晶の場合、同調回路はかなり巨大になる可能性があります。

一方、彼らは通常、独自の罠がないわけではありません。いくつかの水晶、特にLF水晶発振器用のDTおよびCTカット水晶は、望ましくないモードで発振しやすいです。

出力が適切な周波数にあり、「モードの​​不安定性」が明らかでないことを確認することは本当に良い考えです。より高い周波数でフィードバックを最小化することは、一般的にこれを解決します。

特別な場合には、上記の理論を忘れて、代替として同調回路を備えた発振器を適用することができます（LF水晶発振器は後でレビューされます）。

水晶回路

以下の最初の回路は、バトラー回路のバリエーションであるエミッタ結合発振器です。図1の回路の出力は基本的に正弦波であり、Q2のエミッタ抵抗を減少させると高調波出力が増加します。

その結果、100kHzの水晶は30MHzを介して優れた高調波を生成します。直列モード回路です。

さまざまなトランジスタを使用できます。 3 MHzを超える水晶の場合、ゲイン帯域幅積の高いトランジスタをお勧めします。 50 kHz〜500 kHzの品揃えの水晶には、2N3565のような高LFゲインのトランジスタが推奨されます。

さらに、この選択範囲内の水晶の場合、許容散逸は通常100マイクロワット未満であり、振幅の制約が不可欠な場合があります。

効率的な起動と歩調を合わせて、供給電圧を下げることをお勧めします。図3に示すようにダイオードを含めることで回路を変更することは、より有益な手法であり、始動効率が向上します。

回路は、適切なトランジスタとエミッタ抵抗値を使用して、最大10MHzで発振します。通常、エミッタフォロワまたはソースフォロワバッファが推奨されます。

上記と同じコメントが図2に接続されています。エミッタフォロワバッファがこの回路に組み込まれています。

2つの回路は、周波数と電源電圧の変動および負荷仕様にいくらか敏感です。 1k以上の負荷をお勧めします。

TTL lCは水晶発振器回路と組み合わせることができますが、公開されている回路の多くは、起動効率がひどい場合や、lCのパラメータが膨大なために再現性がない場合があります。

図4の回路は、著者が1 MHz〜18 MHzの範囲で実験したものであり、推奨されます。これは直列モード発振器であり、ATカット水晶を補完します。

出力は、ピークツーピークで約3 V、最大約5 MHzの方形波であり、それを超えると、ハーフサインパルスにより類似したものになります。始動効率は素晴らしく、TTL発振器ではほとんど重要な要素のようです。

低周波水晶発振器

50 kHz〜500 kHzの範囲内の水晶は、より一般的なATまたはBTカットHF水晶には見られない独特の要因を必要とします。

同様の直列抵抗ははるかに大きく、許容損失は100マイクロワット未満、理想的には50マイクロワット以下に制限されています。

図5の回路は直列モード発振器です。同調回路を必要としないという利点があり、正弦波または方形波出力を選択できます。 50〜150 kHzのスペクトル内の水晶の場合、出版社がBC107が妥当であると判断したとしても、2N3565トランジスタをお勧めします。

どちらの種類も、150 kHz〜500kHzの範囲の水晶に適している場合があります。水晶に大きな等価直列抵抗が含まれていると思われる場合は、R1の値を270オームに、R2の値を3.3kに増やすことができます。

方形波演算の場合、C1は1 uF（または、それに沿った大きさ、またはそれよりも大きい大きさ）です。正弦波出力の場合、C1は回路内にありません。

振幅制御は不要です。正弦波出力は約1V rmsで、ピークツーピークで約4Vの方形波出力です。

図6の回路は、実際にはコルピッツ発振器の改訂版であり、フィードバックを調整するための抵抗Rfが含まれています。コンデンサC1とC2は、周波数が高くなるにつれて計算された大きさで最小化する必要があります。

500 kHzでは、C1とC2の値はそれぞれ約100pFと1500pFである必要があります。実証済みの回路は、約40 dB低い（または高い）2次高調波を使用した正弦波出力を提供します。

これは多くの場合、RfとC1を注意深く調整することで最小限に抑えられます。減少した量では、これを達成するためにフィードバックが不可欠であり、発振器が完全な出力を達成するのに約20秒かかることを忘れないでください。

出力は、ピークツーピークで約2〜3ボルトです。高調波をロードした出力が必要な場合は、エミッタ抵抗の上に0.1uFのコンデンサを簡単に含めることでそれを実現できます。その後、出力はピークツーピークで約5Vに増加します。

このような場合、電源電圧を下げて結晶損失を減らすことができます。他のトランジスタを使用することもできますが、バイアスとフィードバックを微調整する必要がある場合があります。希望するモード以外のモードで振動するように設計されたカンタンケラス結晶の場合、図7の回路は強く示唆されています

フィードバックは、Q1のコレクター負荷に沿ったタップによって制御されます。境界内の結晶散逸を維持するには、振幅の制限が重要です。 50 kHzの水晶の場合、コイルは2 mHで、共振コンデンサは0.01uFである必要があります。出力は約0.5V rmsで、基本的に正弦波です。

エミッタフォロワまたはソースフォロワバッファの使用を強くお勧めします。

パラレルモード水晶を使用する場合、水晶と直列に示されている1000 pFのコンデンサを、水晶の選択した負荷容量（これらのタイプの水晶では通常30、50〜100 pF）に変更する必要があります。

HF水晶発振器回路

よく知られているATカットHF結晶のソリッドステート設計は、軍隊になる傾向があります。しかし、結果は必ずしもあなたが期待するものではありません。 20 MHZまでの必須結晶の大部分は、通常、並列モード機能用に選択されます。

それにもかかわらず、この種の水晶は、前述のように、水晶と直列に所望の負荷容量を配置することにより、直列モード発振器で使用することができる。 2種類の回路について以下で説明します。

同調回路を必要としない3〜10 MHzの範囲に適した発振器を図8（a）に示します。当然、図6と同じ回路です。この回路は、C1とC2がそれぞれ470pFと820pFを超えると、1MHzまで非常にうまく機能します。 C1とC2が120pFと330pFに減少した場合は、15MHzまで使用できます。それぞれ。

この回路は、大きな高調波出力が必要な、またはオプションではない重要でない目的に推奨されます。 8bのように同調回路を含めると、高調波出力が大幅に最小化されます。

通常、実質的なQを持つ同調回路が推奨されます。 6 MHz発振器では、以下の結果が得られました。コイルQが50の場合、2次高調波は35dBでした。

Qが160の場合、-50dBでした。これを強化するために、抵抗Rfを変更（少し増やす）することができます。高Qコイルを使用して出力をさらに上げます。

以前に観察されたように、フィードバックが減少すると、電源を入れてから100％の出力を達成するのに数十秒かかりますが、それでも周波数の安定性は素晴らしいです。

コンデンサとコイルを効果的に調整することにより、異なる周波数での機能を実現できます。

この回路（図8）も非常に便利なVXOに変更できます。水晶と直列に小さなインダクタンスが定義され、フィードバック回路内のコンデンサの1つが可変タイプとして使用されます。

一般的な2ギャングの10-415pF送信機チューニングコンデンサは、タスクを完全に実行します。各ギャングは並行して接続されます。

チューニング範囲は、水晶、L1のインダクタンス、および周波数によって決まります。一般に、より高い周波数の水晶を使用して、より広い範囲にアクセスできます。安定性は非常に良く、水晶の安定性に近づいています。

VHFオシレーター-マルチプライヤー

図10の回路は、「インピーダンス反転」オーバートーンオシレーターの修正バージョンです。通常、インピーダンス反転回路を適用すると、コレクターはRF用に調整されていないか接地されています。

水晶周波数での出力を最小化するために、コレクタを水晶周波数の2倍または3倍に調整することができます。2倍の同調回路が提案されています。

コレクタを水晶の周波数に調整しないでください。そうしないと、回路が水晶の制御外の周波数で発振する可能性があります。コレクターリードをできるだけ小さく、1対1で維持する必要があります。

このタイプの回路を使用した最終結果は素晴らしかった。目的の出力以外のほぼすべての出力は-60dB以上でした。

ノイズの生成は、目的の出力で少なくとも70dBに達します。これにより、VHF / UHFコンバーター用の優れた変換発振器が作成されます。

L3のホット端子で実際に2VのRFを得ることができます（30MHzでの著者のオリジナル）。ツェナー安定化電源を強くお勧めします。

図で指摘されているように、さまざまなトランジスタにはさまざまな回路値が不可欠です。特定の構造の漂遊物も修正が必要になる場合があります。 L1は、周波数で水晶を動かすために使用できます。 L2とL3の調整中、および負荷変動の使用中に、周波数のわずかな変更（約1 ppm）が発生します。そうは言っても、実際のテストでは、これらのことは重要ではない可能性があります。