次の記事では、主なオペアンプのパラメータと、関連するオペアンプの基本的なアプリケーション回路について、特定のコンポーネントの値を解くための式を使用して説明します。

オペアンプ (オペアンプ) は、フィードバックによって調整された全体的な応答特性を備えた、直接結合された高ゲインアンプを含む特殊なタイプの集積回路です。

“マルチメータでコンデンサをどのようにテストしますか ”

オペアンプは、さまざまな数学的計算を実行できるという事実からその名前が付けられました。その応答性から、オペアンプは線形集積回路としても知られており、多くのアナログシステムのコアコンポーネントとなっています。

オペアンプは非常に高いゲイン (おそらく無限大に近い) を備えており、フィードバックによって調整することができます。フィードバックネットワークにコンデンサやインダクタを追加すると、周波数によってゲインが変化し、集積回路の全体的な動作状態に影響を与える可能性があります。

上の図に示すように、基本的なオペアンプは 2 つの入力と 1 つの出力を持つ 3 端子デバイスです。入力端子は「反転」または「非反転」に分類されます。

オペアンプのパラメータ

等しい入力電圧が供給されると、理想的なオペアンプまたは「オペアンプ」の出力はゼロまたは「0 ボルト」になります。

VIN 1 = VIN 2 により、VOUT = 0 が得られます。

実際のオペアンプは入力のバランスが不完全なため、入力端子に不均一なバイアス電流が流れます。オペアンプ出力のバランスをとるために、2 つの入力端子間に入力オフセット電圧を提供する必要があります。

1) 入力バイアス電流

出力が平衡の場合、または V の場合_アウト = 0、入力バイアス電流 (I_B ) は、2 つの入力接続に入る個々の電流の合計の半分に等しくなります。多くの場合、これは非常に小さな数です。たとえば、私は_B = 100 nA が正常値です。

2) 入力オフセット電流

入力端子に到達する個々の電流の差は、入力オフセット電流 (I_これ）。繰り返しになりますが、多くの場合、非常に価値が低くなります。たとえば、一般的な値は I_これ = 10nA。

3) 入力オフセット電圧

オペアンプのバランスを保つために、入力オフセット電圧 V_これ入力端子間に適用する必要があります。通常、V の値_これ = 1 mV です。

I の値_これとV_これどちらも温度によって変化する可能性があり、この変化は I と呼ばれます。_これドリフトとV_これそれぞれドリフトします。

4) 電源除去比 (PSRR)

対応する電源電圧の変化に対する入力オフセット電圧の変化の比率は、電源除去比 (PSRR) として知られています。多くの場合、これは 10 ～ 20 uV/V の範囲です。

言及される可能性のあるオペアンプの追加パラメーターは次のとおりです。

5) 開ループゲイン/閉ループゲイン

開ループゲインはフィードバック回路のないオペアンプのゲインを指し、クローズドループゲインはフィードバック回路のあるオペアンプのゲインを指します。一般的にAで表されます。_d .

6) コモンモード除去比 (CMRR)

これは差動信号とコモンモード信号の比であり、差動アンプの性能の尺度として機能します。この比率を表すためにデシベル (dB) を使用します。

7) スルーレート

スルーレートは、アンプの出力電圧が大信号条件下で変化するレートです。単位はV/usで表します。

オペアンプの基本応用回路

次の段落では、いくつかの興味深いオペアンプの基本回路について学びます。それぞれの基本的な設計は、その構成要素の値と機能を解決するための式で説明されています。

アンプまたはバッファ

反転増幅器またはインバーターの回路は、上の図 1 に示されています。回路のゲインは次の式で与えられます。

オフ = - R2/R1

2 つの抵抗が等しい場合 (つまり、R1 = R2)、回路が位相反転ボルテージフォロワとして動作することを示す、ゲインが負の 1 であることに注意してください。出力は入力と同じで、極性が逆になります。

実際には、以下の図 2 に示すように、ユニティゲインを得るために抵抗を取り外し、直接ジャンパー線に置き換えることができます。

これは、この回路では R1 = R2 = 0 であるため可能です。通常、R3 は反転電圧フォロワ回路から取り除かれます。

R1 が R2 より小さい場合、オペアンプ出力は入力信号を増幅します。たとえば、R1 が 2.2 K で R1 が 22 K の場合、ゲインは次のように表すことができます。

オフ = - 22,000/2,200 = -10

マイナス記号は位相反転を表します。入力と出力の極性が逆になっています。

R1 を R2 よりも大きくすると、まったく同じ回路が入力信号を減衰 (強度を低下) させる可能性があります。たとえば、R1 が 120 K で R2 が 47 K の場合、回路のゲインはおおよそ次のようになります。

オフ = 47,000/120,000 = - 0.4

ここでも、出力の極性は入力の極性の逆です。 R3 の値は特に重要ではありませんが、R1 と R2 の並列接続にほぼ等しい値にする必要があります。それは次のとおりです。

R3 = (R1 × R2)/(R1 + R2)

これを実証するために、R1 = 2.2 K および R2 = 22 K である前の例を考えてみましょう。この状況での R3 の値は、およそ次のようになります。

R3 = (2200 x 22000)/(2200 + 22000) = 48,400,000/24,200 = 2000 Ω

正確な値は必要ないため、R3 には最も近い標準抵抗値を選択できます。この場合、1.8 K または 2.2 K の抵抗を使用できます。

図 2 の回路によって生成される位相反転は、いくつかの状況では受け入れられない場合があります。オペアンプを非反転増幅器として (または単純なバッファのように) 使用するには、下の図 3 に示すように接続します。

この回路のゲインは次のように表されます。

オフ = 1 + R2/R1

出力と入力は同じ極性を持ち、同相です。

ゲインは常に最小の 1 (ユニティ) でなければならないことに注意してください。非反転回路を使用して信号を減衰 (低減) することはできません。

R2 の値が R1 よりも大幅に大きい場合、回路のゲインは比較的強くなります。たとえば、R1 = 10 K で R2 = 47 K の場合、オペアンプのゲインは次のようになります。

オフ = 1 + 470,000/10,000 = 1 + 47 = 48

ただし、R1 が R2 よりも大幅に大きい場合、ゲインは 1 よりわずかに大きくなります。たとえば、R1 = 100 K で R2 = 22 K の場合、ゲインは次のようになります。

オフ = 1 + 22,000/100,000 = 1 + 0.22 = 1.22

2 つの抵抗が同じ (R1 = R2) の場合、ゲインは常に 2 になります。これを確信するには、いくつかのシナリオでゲインの式を試してください。

特定の状況は、両方の抵抗が 0 に設定されている場合です。つまり、下の図 4 に示すように、抵抗の代わりに直接接続が使用されます。

この場合、ゲインはちょうど 1 です。これは次のゲイン式に準拠します。

オフ = 1 + R2/R1 = 1 + 0/0 = 1

入力と出力は同じです。この非反転電圧フォロア回路のアプリケーションには、インピーダンス整合、絶縁、およびバッファが含まれます。

ADDER (サミングアンプ)

オペアンプを使用して、多数の入力電圧を追加できます。以下の図 5 に示すように、入力信号 V1、V2、… Vn は抵抗 R1、R2、… Rn を介してオペアンプに印加されます。

次に、これらの信号を組み合わせて、入力信号の合計に等しい出力信号を生成します。次の式を使用して、加算器としてのオペアンプの実際の性能を計算できます。

VOUT = - Ro ((V1/R1) + (V2/R2) . . . + (Vn/Rn))

負の記号を参照してください。これは、出力が反転したことを意味します (極性が逆になります)。つまり、この回路は反転加算器です。

以下の図6に示すように、オペアンプの反転入力と非反転入力への接続を切り替えることにより、回路を非反転加算器として機能するように変更できます。

“3-8デコーダー真理値表 ”

すべての入力抵抗の値が同じであると仮定すると、出力式をより簡単にすることができます。

VOUT = - Ro ((V1 + V2 . . . + Vn)/R)

差動アンプ

上記の図7は、差動増幅器の基本回路を示しています。コンポーネントの値は、R1 = R2 および R3 = R4 となるように設定されています。したがって、回路の性能は次の式を使用して計算できます。

VOUT = VIN 2 - VIN 1

オペアンプが入力 1 と 2 のインピーダンスが異なることを受け入れることができる場合に限ります (入力 1 のインピーダンスは R1 で、入力 2 のインピーダンスは R1 と R3 の合計です)。

加算器/減算器

上の図 8 は、オペアンプの加算器/減算器回路の構成を示しています。 R1 と R2 が同じ値で、R3 と R4 が同じ値に設定されている場合、次のようになります。

VOUT = (V3 + V4) - (V1 - V2)

つまり、Vout = V3 + V4 は、V3 と V4 の入力の合計であり、V1 と V2 の入力の減算です。 R1、R2、R3、および R4 の値は、オペアンプの特性に一致するように選択されます。 R5 は R3 および R4 と等しく、R6 は R1 および R2 と等しくなければなりません。

乗数

単純な乗算演算は、上の図 9 に示す回路で実行できます。これは図 1 と同じ回路であることに注意してください。一貫したゲイン (およびその後の比率 R2/R1 での入力電圧の乗算) と正確な結果を得るには、R1 と R2 に所定の値を持つ精密抵抗器を使用します。使用すべきです。なお、この回路により出力位相が反転します。出力の電圧は次のようになります。

VOUT = - (VIN x オフ)

ここで、Av はゲインで、R1 と R2 によって決定されます。 VOUT と VIN は、それぞれ出力電圧と入力電圧です。

上記の図 10 に見られるように、R2 が可変抵抗 (ポテンショメータ) の場合、増倍率を変更できます。コントロールシャフトの周囲には、さまざまな一般的なゲインのマークが付いたキャリブレーションダイヤルを取り付けることができます。倍率定数は、較正された読み取り値を使用して、このダイヤルから直接読み取ることができます。

インテグレーター

オペアンプは、反転入力がコンデンサを介して出力と結合されている場合、少なくとも理論的には積分器として機能します。

上記の図 11 に示すように、DC の安定性を維持するために、このコンデンサの両端に並列抵抗を接続する必要があります。この回路は、入力信号を積分するために次の関係を実装します。

R2 の値は、次のようにオペアンプのパラメータと一致するように選択する必要があります。

VOUT = R2/R1×VIN

差別化要因

微分器オペアンプ回路には、反転入力に接続する入力ラインのコンデンサと、この入力を出力に接続する抵抗が含まれます。ただし、この回路には明確な制限があるため、上記の図 12 に示すように、抵抗とコンデンサを並列に配置することをお勧めします。

次の式は、この回路の性能を決定します。

VOUT = - (R2 x C1) dVIN/dt

ログアンプ

基本回路 (上の図 13) は、NPN トランジスタとオペアンプを使用して、入力の対数に比例する出力を生成します。

VOUT = (-k log₁₀ ) 金/金_〇

基本的なアンチログアンプとして機能する「反転」回路は、下の図に示されています。通常、コンデンサの値は小さくなります (20 pF など)。

オーディオアンプ

オペアンプは基本的に DC アンプですが、AC アプリケーションにも適用できます。上記の図 14 に、簡単なオーディオアンプを示します。

オーディオミキサー

オーディオアンプの変更をこの回路に示します (上の図 15)。図 5 の加算回路にどのように似ているかがわかります。異なる入力信号がブレンドまたはマージされます。各入力信号の入力ポテンショメータにより、レベル調整が可能です。したがって、出力における異なる入力信号の相対的比率は、ユーザーが調整することができます。

シグナルスプリッター

上記の図 16 に見られる信号スプリッター回路は、ミキサーの正反対です。単一の出力信号は、さまざまな入力に供給するいくつかの同一の出力に分割されます。この回路を使って複数の信号線を分離しています。必要なレベルを調整するために、各出力ラインには個別のポテンショメータが含まれています。

電流コンバーターへの電圧

上記の図 17 に示されている回路では、負荷インピーダンス R2 と R1 に同じ電流が流れます。

この電流値は入力信号電圧に比例し、負荷には依存しません。

ただし、非反転端子によって提供される高い入力抵抗により、電流は比較的低い値になります。この電流の値は、VIN/R1 に正比例します。

電流から電圧へのコンバーター

出力電圧が IIN x R2 に等しく、設計 (上記の図 18) が使用されている場合、入力信号電流はフィードバック抵抗 R2 を介してまっすぐに流れることができます。

別の言い方をすれば、入力電流は比例した出力電圧に変換されます。

反転入力で作成されたバイアス回路は、電流フローの下限を設定し、電流が R2 を通過するのを防ぎます。「ノイズ」を除去するために、図に示すようにこの回路にコンデンサを追加できます。

現在のソース

上の図 19 は、オペアンプを電流源のように使用する方法を示しています。抵抗値は、次の式を使用して計算できます。

R1 = R2

R3 = R4 + R5

出力電流は、次の式を使用して評価できます。

Iout = (R3 x VIN) / (R1 x R5)

マルチバイブレーター

オペアンプをマルチバイブレータとして使用するように適合させることができます。上記の図 20 は、2 つの基本回路を示しています。左上の設計はフリーランニング (安定) マルチバイブレータで、その周波数は次のように制御されます。

方形波パルス入力によって起動できる単安定マルチバイブレータ回路は、右下の図に示されています。提供されているコンポーネントの値は、CA741 オペアンプ用です。

方形波発生器

上の図 21 は、オペアンプを中心とした機能的な方形波発生回路を示しています。この方形波発生回路は、おそらく最も単純なものです。オペアンプ自体に加えて、3 つの外付け抵抗と 1 つのコンデンサのみが必要です。

回路の時定数 (出力周波数) を決定する 2 つの主な要素は、抵抗 R1 とコンデンサ C1 です。ただし、R2 および R3 ベースの正帰還接続も出力周波数に影響を与えます。多くの場合、式はやや複雑ですが、特定の R3/R2 比についてはより単純にすることができます。説明のために：

R3/R2 ≈ 1.0 の場合、F ≈ 0.5/(R1/C1)

また、

R3/R2 ≈ 10 の場合、F ≈ 5/(R1/C1)

最も実用的な方法は、これらの標準比率の 1 つを採用し、必要な周波数を達成するために R1 と C1 の値を変更することです。Ｒ２およびＲ３については、従来の値を使用することができる。たとえば、R2 = 10K で R3 = 100K の場合、R3/R2 の比率は 10 になります。

F = 5/(R1/C1)

ほとんどの場合、必要な周波数はすでにわかっているため、適切なコンポーネント値を選択するだけで済みます。最も簡単な方法は、最初に妥当と思われる C1 値を選択し、次に式を並べ替えて R1 を見つけることです。

R1 = 5/(F×C1)

探している 1200 Hz 周波数の典型的な例を見てみましょう。 C1 が 0.22uF のコンデンサに接続されている場合、R1 は次の式に示す値になります。

R1 = 5/(1200 x 0.00000022) = 5/0.000264 = 18.940 Ω

ほとんどのアプリケーションでは、標準的な 18K 抵抗を使用できます。以下の図 22 に示すように、ポテンショメータを R1 と直列に追加して、この回路の有用性と適応性を高めることができます。これにより、出力周波数を手動で調整できます。

この回路では、まったく同じ計算が使用されますが、R1 の値は、固定抵抗 R1a とポテンショメータ R1b の調整された値の直列の組み合わせに一致するように変更されます。

R1 = R1a + R1b

固定抵抗を挿入して、R1 の値が決してゼロにならないようにします。出力周波数の範囲は、R1a の固定値と R1b の最大抵抗によって決まります。

可変パルス幅ジェネレータ

方形波は完全に対称です。方形波信号のデューティサイクルは、全サイクル時間に対するハイレベル時間の比率として定義されます。方形波は、定義により 1:2 のデューティサイクルを持ちます。

あと 2 つのコンポーネントを使用するだけで、前のセクションの矩形波発生器を矩形波発生器に変換できます。上記の図 23 は、更新された回路を示しています。

ダイオード D1 は、負の半サイクルで R4 を介した電流の通過を制限します。 R1 と C1 は、次の式で表される時定数を構成します。

T1 = 5/(2C1 × R1)

ただし、正の半サイクルではダイオードが導通し、次の計算に示すように、R1 と R4 と C1 の並列の組み合わせによって時定数が定義されます。

T2 = 5/(2C1 ((R1 R4)/(R1 + R4)))

全体のサイクル長は、2 つの半サイクル時定数の合計です。

Tt = T1 + T2

出力周波数は、サイクル全体の合計時定数の逆数です。

F = 1/Tt

ここでは、サイクルの高レベルセクションと低レベルセクションの時定数が異なるため、デューティサイクルは 1:2 に等しくなりません。その結果、非対称波形が生成されます。 R1 または R4、または両方を調整可能にすることは可能ですが、そうすると出力周波数とデューティサイクルの両方が変更されることに注意してください。

正弦波発振器

下の図 24 に示す正弦波は、すべての AC 信号の中で最も基本的なものです。

この非常に純粋な信号には倍音成分がまったく含まれていません。正弦波の基本周波数は 1 つだけです。実際、完全に純粋で歪みのない正弦波を作成するのはかなり困難です。ありがたいことに、オペアンプを中心に構築された発振回路を使用すると、最適な波形にかなり近づくことができます。

上記の図25は、オペアンプを組み込んだ従来の正弦波発振回路を示しています。バンドリジェクト (またはノッチ) フィルターとして機能するツイン T 回路は、フィードバックネットワークとして機能します。コンデンサ C1 と抵抗 R1 および R2 は 1 つの T を構成します。C2、C3、R3、および R4 はもう 1 つの T を構成します。回路図では逆になっています。この回路が適切に機能するには、コンポーネントの値が次の関係にある必要があります。