ただし、このプロセスでは常にP = I x Vの関係が維持されます。つまり、コンバータの出力が入力電圧を上げると、出力は比例して電流が減少し、出力電力はほぼ常に入力と等しくなります。電力または入力電力未満。
ブーストコンバーターのしくみ
ブーストコンバータは一種のSMPSまたはスイッチモード電源であり、基本的に2つのアクティブ半導体(トランジスタとダイオード)で動作し、コンデンサまたはインダクタ、あるいはその両方の形で少なくとも1つの受動部品を使用して効率を高めます。ここでのインダクタは基本的に電圧を上げるために使用され、コンデンサはスイッチング変動をフィルタリングし、コンバータの出力での電流リップルを低減するために導入されます。
ブーストまたはステップアップが必要な入力電源は、バッテリー、ソーラーパネル、モーターベースの発電機などの適切なDC電源から取得できます。
動作原理
ブーストコンバータのインダクタは、入力電圧を上げる重要な役割を果たします。
インダクタからのブースト電圧のアクティブ化に関与する重要な側面は、インダクタに突然誘導される電流に抵抗または対抗するという固有の特性によるものであり、これに対する応答による磁場の生成とその後の磁気の破壊によるものです。フィールド。破壊は蓄積されたエネルギーの放出につながります。
この上記のプロセスにより、インダクタに電流が蓄積され、この蓄積された電流が逆起電力の形で出力にキックバックされます。
リレートランジスタドライバ回路は、ブーストコンバータ回路の優れた例と見なすことができます。リレーの両端に接続されたフライバックダイオードは、リレーコイルからのリバースバックEMFを短絡し、トランジスタがオフになるたびにトランジスタを保護するために導入されています。
このダイオードを取り外し、ダイオードコンデンサ整流器をトランジスタのコレクタ/エミッタの両端に接続すると、リレーコイルからのブースト電圧をこのコンデンサの両端に集めることができます。
ブーストコンバータ設計のプロセスにより、出力電圧は常に入力電圧よりも高くなります。
ブーストコンバータ構成
次の図を参照すると、標準のブーストコンバータ構成がわかります。動作パターンは次のように理解できます。示されているデバイス(標準電源BJTまたはMOSFET)がオンになると、入力電源からの電流がインダクタに入り、トランジスタを時計回りに流れて、入力電源の負の端でサイクルを完了します。
上記のプロセス中に、インダクタはそれ自体に突然の電流の導入を経験し、流入に抵抗しようとします。その結果、磁場の生成を通じて、インダクタにある程度の電流が蓄積されます。
次の後続のシーケンスで、トランジスタがオフに切り替えられると、電流の伝導が遮断されますが、インダクタの両端の電流レベルが突然変化します。インダクタは、蓄積された電流をキックバックまたは解放することによってこれに応答します。トランジスタはオフの位置にあるため、このエネルギーはダイオードDを通り、示されている出力端子を横切って逆起電力電圧の形でその経路を見つけます。
インダクタは、トランジスタがスイッチオンモードのときに以前に生成された磁場を破壊することによってこれを実行します。
ただし、エネルギーを放出する上記のプロセスは反対の極性で実装されているため、入力電源電圧はインダクタの逆起電力電圧と直列になります。そして、私たち全員が知っているように、供給源が直列に結合すると、それらの正味電圧が加算されて、より大きな結合結果が生成されます。
インダクタ放電モード中のブーストコンバータでも同じことが起こり、上の図に示すように、インダクタの逆起電力電圧と既存の電源電圧を組み合わせた結果である可能性のある出力が生成されます。
この結合された電圧により、ブーストされた出力またはステップアップされた出力が生成され、ダイオードDとコンデンサCの両端を通過して、最終的に接続された負荷に到達します。
ここでは、コンデンサCが非常に重要な役割を果たします。インダクタ放電モードでは、コンデンサCは解放された結合エネルギーを蓄積します。次のフェーズでは、トランジスタが再びオフになり、インダクタが蓄積モードになります。自身の蓄積エネルギーを負荷に供給することにより、平衡を維持します。下の図を参照してください。
これにより、接続された負荷に対して比較的安定した電圧が保証され、トランジスタのオン期間とオフ期間の両方で電力を取得できます。
Cが含まれていない場合、この機能はキャンセルされ、負荷の電力が低下し、効率が低下します。
上で説明したプロセスは、トランジスタが特定の周波数でオン/オフに切り替えられ、ブースト変換効果を維持しながら継続します。
動作モード
ブーストコンバータは、主に連続モードと不連続モードの2つのモードで動作します。連続モードでは、インダクタ電流が放電プロセス中にゼロに達することは決してありません(トランジスタがオフになっている間)。
これは、トランジスタのオン/オフ時間が、負荷とコンデンサCの両端で完全に放電される前に、インダクタがスイッチオントランジスタを介して入力電源に常にすばやく接続されるように調整されている場合に発生します。
これにより、インダクタは効率的な速度で一貫してブースト電圧を生成できます。
不連続モードでは、トランジスタのスイッチオンタイミングが非常に離れているため、インダクタが完全に放電され、トランジスタのスイッチオン期間の間に非アクティブのままになり、負荷とコンデンサCの間に巨大なリップル電圧が発生する可能性があります。
これにより、出力の効率が低下し、変動が大きくなる可能性があります。
最良のアプローチは、出力の両端に最大の安定した電圧を生成するトランジスタのオン/オフ時間を計算することです。つまり、インダクタがオンになりすぎて放電できない可能性がないように、インダクタが最適にスイッチされていることを確認する必要があります。最適に、そしてそれを非常に遅くオンにすることもできません。
ブーストコンバータの計算、インダクタンス、電流、電圧、デューティサイクル
ここでは、ブーストコンバーターを操作するための好ましい方法である連続モードについてのみ説明します。連続モードでのブーストコンバーターに関連する計算を評価しましょう。トランジスタがスイッチオン相にある間、入力ソース電圧( )がインダクタの両端に印加され、電流が誘導されます( )(t)で示される期間、インダクタを介して蓄積します。これは、次の式で表すことができます。
ΔIL/Δt= Vt / L
トランジスタのオン状態が終了し、トランジスタがオフに切り替わるまでに、インダクタに蓄積されるはずの電流は次の式で求められます。
ΔIL(on)= 1 /L0ʃDT
または
幅= DT(Vi)/ L
ここで、Dはデューティサイクルです。その定義を理解するには、以前のbを参照してください。 uckコンバーター関連の投稿
Lは、ヘンリーのインダクタのインダクタンス値を示します。
ここで、トランジスタがオフ状態にあり、ダイオードがその両端で最小の電圧降下を提供し、コンデンサCがほぼ一定の出力電圧を生成できるのに十分な大きさであると仮定すると、出力電流( )次の式の助けを借りて推定することができます
Vi-Vo = LdI / dt
また、現在のバリエーション( )放電期間(トランジスタオフ状態)中にインダクタの両端で発生する可能性があるものは、次のように与えることができます。
ΔIL(オフ)= 1 /LxDTʃT(Vi-Vo)dt / L =(Vi-Vo)(1-D)T / L
コンバータが比較的安定した条件で動作していると仮定すると、整流(スイッチング)サイクル全体でインダクタ内に蓄積される電流またはエネルギーの大きさは、安定しているか、同じ速度であると見なすことができます。これは次のように表すことができます。
E =½Lx2IL
上記はまた、転流期間中、またはオン状態の開始時とオフ状態の終了時の電流が同一である必要があるため、電流レベルの変化の結果の値はゼロである必要があることを意味します。以下に表現:
ΔIL(オン)+ΔIL(オフ)= 0
上記の式のΔIL(on)とΔIL(off)の値を前の導出から代入すると、次のようになります。
IL(オン)-ΔIL(オフ)= Vidt / L +(Vi-Vo)(1-D)T / L = 0
これをさらに単純化すると、次の結果が得られます。Vo/ Vi = 1 /(1 – D)
または
Vo = Vi /(1-D)
上記の式は、ブーストコンバータの出力電圧が常に入力電源電圧よりも高くなることを明確に示しています(デューティサイクルの全範囲、0〜1)
上記の式の両側で項をシャッフルすると、ブーストコンバータの動作サイクルのデューティサイクルを決定するための式が得られます。
D = 1-Vo / Vi
上記の評価により、ブーストコンバータの動作に関連するさまざまなパラメータを決定するためのさまざまな式が得られます。これは、正確なブーストコンバータの設計を計算および最適化するために効果的に使用できます。
ブーストコンバータのパワーステージを計算する
ブーストコンバータのパワーステージを計算するには、次の4つのガイドラインが必要です。
1.入力電圧範囲:Vin(最小)およびVin(最大)
2.最小出力電圧:Vout
3.最大出力電流:Iout(max)
4.ブーストコンバータの構築に使用されるIC回路。
データシートに記載されていない可能性のある計算の特定の概要を取得する必要があるため、これは多くの場合必須です。
これらの制限がよく知られている場合、通常はパワーステージの概算
起こる。
最高のスイッチング電流の評価
スイッチング電流を決定するための主要なステップは、最小入力電圧のデューティサイクルDを計算することです。主にスイッチ電流が最大になるため、最小限の入力電圧が使用されます。
D = 1- {Vin(min)x n} / Vout ----------(1)
Vin(min)=最小入力電圧
Vout =必要な出力電圧
n =コンバーターの効率、例:予想値は80%かもしれません
コンバータが消費電力も提示する必要があるという理由だけで、効率はデューティサイクルの計算に組み込まれます。この見積もりは、効率係数のない式と比較して、より賢明なデューティサイクルを提供します。
推定80%の許容誤差を許容する必要があります(これはブーストには実用的ではない可能性があります)
コンバータの最悪の場合の効率)、検討するか、選択したコンバータのデータシートの従来の機能の部分を参照する必要があります
リップル電流の計算
最大スイッチング電流を計算するためのその後のアクションは、インダクタのリップル電流を計算することです。
コンバータのデータシートでは、通常、特定のインダクタまたはさまざまなインダクタがICで動作すると呼ばれています。したがって、データシートにインダクタリストで推定されたものが何も表示されていない場合は、推奨インダクタ値を使用してリップル電流を計算する必要があります。
S ブーストコンバータのパワーステージを計算するためのこのアプリケーションノートの選択。
デルタI(l)= {Vin(min)x D} / f(s)x L ----------(2)
Vin(min)=最小入力電圧
D =式1で測定されたデューティサイクル
f(s)=コンバータの最小スイッチング周波数
L =優先インダクタ値
その後、優先ICが最適な出力を供給できる場合は、それを確立する必要があります。
電流。
Iout(max)= [I lim(min)-Delta I(l)/ 2] x(1-D) ----------(3)
I lim(min)=の最小値
関連するスイッチの現在の制限(データで強調表示)
シート)
デルタI(l)=前の式で測定されたインダクタリップル電流
D =最初の式で計算されたデューティサイクル
決定されたICの最適出力電流の推定値Iout(max)がシステムの予想最大出力電流を下回る場合は、スイッチ電流制御がわずかに高い代替ICを実際に使用する必要があります。
Iout(max)の測定値がおそらく予想よりも少ない色合いであるという条件で、それがまだ規定のシリーズにあるときはいつでも、より大きなインダクタンスを持つインダクターで採用されたICを適用できる可能性があります。インダクタンスが大きいほどリップル電流が少なくなるため、特定のICでの最大出力電流が向上します。
確立された値がプログラムの最良の出力電流を上回っている場合、機器の最大のスイッチ電流が計算されます。
Isw(max)= Delta I(L)/ 2 + Iout(max)/(1-D)---------(4)
デルタI(L)= 2番目の式で測定されたインダクタリップル電流
Iout(max)、=ユーティリティに不可欠な最適な出力電流
D =以前に測定されたデューティサイクル
それは実際には最適な電流であり、インダクタ、外部ダイオードに加えて密閉されたスイッチが立ち向かう必要があります。
インダクタの選択
データシートには、推奨されるインダクタ値が多数記載されている場合があります。このような状況の場合は、この範囲のインダクタを使用することをお勧めします。インダクタ値が大きいほど、主にリップル電流が減少するため、最大出力電流が増加します。
インダクタ値を削減し、縮小するとソリューションのサイズになります。インダクタンスが低くなると電流が加速するため、インダクタには式4で指定された最大電流とは対照的に、常により良い定格電流が含まれている必要があることに注意してください。
インダクタ範囲が配布されていない要素の場合、次の図は適切なインダクタの信頼できる計算です。
L = Vin x(Vout-Vin)/ Delta I(L)x f(s)x Vout ---------(5)
Vin =標準入力電圧
Vout =優先出力電圧
f(s)=コンバータの最小スイッチング周波数
デルタI(L)=予測インダクタリップル電流、以下を観察してください:
インダクタが認識されないという理由だけで、インダクタのリップル電流を最初の式で測定することはできません。インダクタのリップル電流の適切な近似値は、出力電流の20%から40%です。
デルタI(L)=(0.2〜0.4)x Iout(max)x Vout / Vin ----------(6)
デルタI(L)=予測インダクタリップル電流
Iout(max)=最適な出力
アプリケーションに必要な電流
整流ダイオードの決定
損失を減らすには、ショットキーダイオードを実際に良い選択と見なす必要があります。
必要と見なされる順方向電流定格は、最大出力電流と同等です。
I(f)= Iout(max)----------(7)
I(f)=標準
整流ダイオードの順方向電流
Iout(max)=プログラムで重要な最適出力電流
ショットキーダイオードには、通常の定格と比較してかなり多くのピーク電流定格が含まれています。そのため、プログラムのピーク電流の増加は大きな問題ではありません。
監視対象の2番目のパラメータは、ダイオードの消費電力です。処理するために構成されています:
P(d)= I(f)x V(f)----------(8)
I(f)=整流ダイオードの平均順方向電流
V(f)=整流ダイオードの順方向電圧
出力電圧設定
ほとんどのコンバーターは、抵抗分割器ネットワーク(内蔵可能)を使用して出力電圧を割り当てます。それらは固定出力電圧変換器である必要があります)。
割り当てられたフィードバック電圧V(fb)とフィードバックバイアス電流I(fb)を使用すると、分圧器は
計算されます。
抵抗分割器を使用した電流は、おそらくフィードバックバイアス電流の約100倍になる可能性があります。
I(r1 / 2)>または= 100 x I(fb)----------(9)
I(r1 / 2)= GNDへの抵抗分割器の過程での電流
I(fb)=データシートからのフィードバックバイアス電流
これにより、電圧評価の不正確さが1%未満になります。さらに、電流はかなり大きくなります。
抵抗値が小さい場合の主な問題は、関連性がいくらか高くなる可能性があることを除いて、抵抗分割器での電力損失の増加です。
上記の確信を持って、抵抗器は以下にリストされているように解決されます:
R2 = V(fb)/ I(r1 / 2)----------(10)
R1 = R2 x [Vout / V(fb)-1] ----------(11)
R1、R2 =抵抗分割器。
V(fb)=データシートからのフィードバック電圧
I(r1 / 2)=式9で確立されたGNDへの抵抗分割器による電流
Vout =計画された出力電圧
入力コンデンサの選択
入力コンデンサの最小値は、通常、データシートに記載されています。この最小値は、スイッチング電源のピーク電流の前提条件の結果として入力電圧を安定させるために不可欠です。
最も適切な方法は、低減された等価直列抵抗(ESR)セラミックコンデンサを使用することです。
誘電体はX5R以上である必要があります。そうしないと、DCバイアスまたは温度のためにコンデンサの静電容量の大部分が低下する可能性があります(参考文献7および8を参照)。
おそらく入力電圧にノイズが多い場合は、実際に値を上げることができます。
出力コンデンサの選択
最良の方法は、出力電圧のリップルを減らすために小さなESRコンデンサを見つけることです。誘電体がX5Rタイプ以上の場合、セラミックコンデンサが適切なタイプです。コンバータが外部補償を行う場合は、データシートで推奨されている最小値を超える任意の種類のコンデンサ値を適用できますが、選択した出力容量に対して補償を変更する必要があります。
内部補償コンバータでは、推奨されるインダクタとコンデンサの値に慣れておく必要があります。または、出力コンデンサを適合させるためのデータシートの情報をL xCの比率で採用することもできます。
二次補償を使用すると、次の式が、計画された出力電圧リップルの出力コンデンサ値を調整するのに役立ちます。
Cout(min)= Iout(max)x D / f(s)x Delta Vout ----------(12)
Cout(min)=最小出力容量
Iout(max)=使用法の最適な出力電流
D =式1で計算されたデューティサイクル
f(s)=コンバータの最小スイッチング周波数
Delta Vout =理想的な出力電圧リップル
出力コンデンサのESRは、次の式で事前に割り当てられたリップルを少し増やします。
Delta Vout(ESR)= ESR x [Iout(max)/ 1 -D + Delta I(l)/ 2] ----------(13)
Delta Vout(ESR)=コンデンサESRに起因する代替出力電圧リップル
ESR =使用する出力コンデンサの等価直列抵抗
Iout(max)=使用率の最大出力電流
D =最初の式で計算されたデューティサイクル
デルタI(l)=式2または式6からのインダクタリップル電流
ブーストコンバータのパワーステージを評価するための方程式
最大デューティサイクル: D = 1-ワイン(最小)x n / Vout ----------(14)
Vin(min)=最小入力電圧
Vout =予想される出力電圧
n =コンバーターの効率、例:推定85%
インダクタリップル電流:
デルタI(l)= Vin(min)x D / f(s)x L ----------(15)
Vin(min)=最小入力電圧
D =式14で確立されたデューティサイクル
f(s)=コンバータの公称スイッチング周波数
L =指定されたインダクタ値
指名されたICの最大出力電流:
Iout(max)= [Ilim(min)-Delta I(l)] x(1-D)----------(16)Ilim(min)=積分ウィッチの現在の制限の最小値(データシートで提供)
デルタI(l)=式15で確立されたインダクタリップル電流
D =式14で推定されたデューティサイクル
アプリケーション固有の最大スイッチ電流:
Isw(max)= Delta I(l)/ 2 + Iout(max)/(1-D)----------(17)デルタI(l)=式15で推定されたインダクタリップル電流
Iout(max)、=ユーティリティで必要な最大出力電流
D =式14で計算されるデューティサイクル
インダクタの近似:
L = Vin x(Vout-Vin)/ Delta I(l)x f(s)x Vout ----------(18)Vin =共通入力電圧
Vout =計画された出力電圧
f(s)=コンバータの最小スイッチング周波数
デルタI(l)=予測インダクタリップル電流、式19を参照
インダクタリップル電流の評価:
デルタI(l)=(0.2〜0.4)x Iout(max)x Vout / Vin ----------(19)デルタI(l)=予測インダクタリップル電流
Iout(max)=使用法で重要な最大出力電流
整流ダイオードの典型的な順方向電流:
I(f)= Iout(max)----------(20)
Iout(max)=ユーティリティで適切な最適な出力電流
整流ダイオードの電力損失:
P(d)= I(f)
x V(f)----------(21)
I(f)=整流ダイオードの標準的な順方向電流
V(f)=整流ダイオードの順方向電圧
出力電圧の位置決めに抵抗分圧器ネットワークを使用することによる電流:
I(r1 / 2)>または= 100 x I(fb)----------(22)I(fb)=データシートからのフィードバックバイアス電流
FBピンとGND間の抵抗値:
R2 = V(fb)/ I(r1 / 2)----------(23)
FBピンとVout間の抵抗値:
R1 = R2 x [Vout / V(fb)-1] ----------(24)
V(fb)=データシートからのフィードバック電圧
I(r1 / 2)=電流
式22で計算されるGNDへの抵抗分割器による
Vout =求められる出力電圧
最小の出力容量、それ以外の場合はデータシートで事前に割り当てられています。
Cout(min)= Iout(max)x D / f(s)x Delta I(l)----------(25)
Iout(max)=プログラムの可能な最大出力電流
D =式14で計算されるデューティサイクル
f(s)=コンバータの最小スイッチング周波数
Delta Vout =予想される出力電圧リップル
ESRによる過剰な出力電圧リップル:
Delta Vout(esr)= ESR x [Iout(max)/(1-D)+ Delta I(l)/ 2 ----------(26)
ESR =採用された出力コンデンサの並列直列抵抗
Iout(max)=使用法の最適な出力電流
D =式14で決定されるデューティサイクル
デルタI(l)=式15または式19からのインダクタリップル電流
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