ハイパワーDC-DCコンバータ回路– 12 V〜30V可変

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投稿では、12 VDCを最大30Vまでのより高いレベルに、3アンペアの電流レートでステップアップする高電力DC-DCブーストコンバータ回路を作成する方法について説明しています。この大電流出力は、インダクタワイヤゲージの仕様を適切にアップグレードすることでさらに強化できます。

このコンバータのもう1つの優れた機能は、ポテンショメータを介して、可能な最小範囲から最大範囲まで出力を線形に変化させることができることです。



はじめに

を対象としたDC-DCコンバータ 車のバッテリー電圧を上げる 多くの場合、スイッチモードタイプの電源(SMPSU)または電源マルチバイブレータを中心に構成され、トランスを駆動します。

この記事で説明する電力変換器は、デバイスを採用しています TexasInstrumentsのTL497A集積回路 。この特定のICは、出力ノイズを最小限に抑えて優れた電圧レギュレーションを容易に実現し、同様に高い変換性能を保証します。



回路のしくみ

ここで詳しく説明するコンバーターは、 フライバックトポロジ 。フライバック理論は、より低い直接入力電圧から発生する即時出力電圧を取得するための最も適切で機能的な手法であるように思われます。

コンバータの主なスイッチングコンポーネントは、実際にはパワーSIPMOSトランジスタT1です(図1を参照)。その伝導期間中、L1を通過する電流は時間とともに指数関数的に増加します。

スイッチングサイクルのオン時間中、インダクタは誘導された磁気エネルギーを蓄積します。

3アンペア12V〜30V可変コンバータ回路

トランジスタがオフになるとすぐに、インダクタは蓄積された磁気エネルギーを元に戻し、D1を介して接続された負荷の両端の電流に変換します。

この手順の間、インダクタの磁界がゼロに減衰する間、トランジスタがオフに切り替えられ続けることを保証することが重要です。

この条件が実行に失敗した場合、インダクタを流れる電流は飽和レベルまで急上昇します。その後、なだれ効果により、電流が非常に速く最大化されます。

したがって、相対的なトランジスタ制御トリガーのオン時間、つまりデューティファクターが1レベルになることは許されません。最大許容デューティファクタは、他のさまざまな側面で、出力電圧に依存します。

これは、磁場強度の減衰率を決定するためです。コンバータから得られる最大出力電力は、インダクタによって処理される最大許容ピーク電流と、駆動信号のスイッチング周波数によって決まります。

ここでの制限要素は、主に飽和瞬間と銅損に対するインダクタの最大許容定格、およびスイッチングトランジスタを介したピーク電流です(各スイッチング中に特定の電気エネルギーレベルのスパイクが出力に来ることを忘れないでください)パルス)。

PWMにICTL497Aを使用

このICの動作は非常に非伝統的であり、以下の簡単な説明から理解できます。従来の固定周波数実装、可変デューティファクタSMPSUコントローラICとは異なり、TL497Aは固定オンタイムの調整可能な周波数デバイスとして認定されています。

したがって、デューティファクタは周波数の調整によって制御され、一定の出力電圧を確保します。

このアプローチは、非常に単純な回路を実現しますが、それでも、より低い電流で動作する負荷に対して人間の耳に聞こえる可能性のある、より低い範囲に達するスイッチング周波数の欠点を提供します。

実際には、コンバータから負荷が取り除かれると、スイッチング周波数は1Hz未満になります。一定の出力電圧を保持するために出力コンデンサに接続された電荷パルスにより、ゆっくりとしたクリック音が聞こえます。

負荷が接続されていない場合、出力コンデンサは明らかに、電圧検出抵抗を介して徐々に放電される傾向があります。

IC TL497Aの内部発振器のオン時間は一定であり、C1によって決定されます。オシレータは、次の3つの方法で非アクティブ化できます。

  • 1つ目は、ピン1の電圧が基準電圧(1.2 V)を超えて上昇したときです。
  • 第二に、インダクタ電流が特定の最高値を超えたとき
  • そして第3に、禁止入力を使用します(ただし、この回路では使用されません)。

標準的な作業プロセスでは、内部発振器により、インダクタ電流が直線的に増加するようにT1を切り替えることができます。

T1がオフになると、インダクター内に蓄積された磁気エネルギーがコンデンサーの両端にキックバックされ、この逆起電力エネルギーによって充電されます。

IC TL497Aのピン1電圧とともに出力電圧がわずかに上昇し、発振器が非アクティブになります。これは、出力電圧が大幅に低いレベルに低下するまで続きます。この手法は、理論上の仮定に関する限り、周期的に実行されます。

ただし、実際のコンポーネントを使用する構成では、単一の発振器間隔でコンデンサを充電することによって誘導される電圧の増加は実際には非常に小さいため、コンポーネントR2およびR3(R1とR3周辺の電圧降下は通常この時点で0.7 Vです)。

図2bに示されているように、電流が段階的に増加するのは、たまたま0.5よりも高い発振器信号のデューティファクタが原因です。

達成された最適電流に達するとすぐに、発振器が非アクティブになり、インダクタがコンデンサ間でエネルギーを転送できるようになります。

この特定の状況では、出力電圧がちょうど高い大きさまで上昇し、ICピン1によって発振器が確実にオフになります。出力電圧が急速に低下するため、新しい充電サイクルを開始して繰り返すことができます。手順。

ただし、残念ながら、上記の切り替え手順は、比較的大きな損失と組み合わされます。

実際の実装では、この問題は、インダクタを流れる電流が単一の発振器間隔で最高レベルに到達しないように、オンタイム(C1経由)を十分に高く設定することで解決できます(図3を参照)。

このような場合の解決策は、適度に最小の自己インダクタンスを特徴とする空芯インダクタを組み込むことです。

波形特性

図3のタイミングチャートは、回路からの重要な要素の信号波形を示しています。 TL497A内のメインオシレータは、低い周波数で動作します(コンバータ出力に負荷がない場合は1 Hz未満)。

図3aに矩形パルスとして示されているスイッチオン中の瞬間時間は、コンデンサC1の値に依存します。スイッチオフ時間は、負荷電流によって決まります。オンタイムスイッチング中、トランジスタT1がオンになり、インダクタ電流が増加します(図3b)。

波形画像

電流パルスに続くスイッチオフ期間中、インダクタは電流源のように機能します。

TL497Aは、1.2 Vの内部基準電圧でピン1の減衰出力電圧を分析します。評価された電圧が基準電圧よりも低い場合、インダクタがエネルギーを適切に蓄積するように、T1はより強くバイアスされます。

この繰り返される充電と放電のサイクルは、出力コンデンサの両端に一定レベルのリップル電圧をトリガーします(図3c)。フィードバックオプションを使用すると、発振器周波数を調整して、負荷電流によって引き起こされる電圧不足を可能な限り最適に補償できます。

図3dのタイミングパルス図は、インダクタのQ(品質)係数が比較的高いため、ドレイン電圧が大幅に変動していることを示しています。

漂遊リップル発振は通常、このDC-DC電力変換器の通常の機能に影響を与えませんが、インダクタの両端に並列1k抵抗を使用することでこれらを抑制することができます。

実用的な考慮事項

通常、SMPS回路は、静止出力電流ではなく最大出力電流を実現するために開発されています。

最小のリップルとともに安定した出力電圧とともに高効率がさらに重要な設計目標になります。全体として、フライバックベースのSMPSの負荷調整機能は、懸念の理由をほとんど提供しません。

各スイッチングサイクルを通じて、オン/オフ比またはデューティサイクルは、負荷電流に対して微調整され、負荷電流が大幅に変動しても出力電圧が比較的安定し続けるようにします。

シナリオは、一般的な効率の点でわずかに異なって見えます。フライバックトポロジに基づくステップアップコンバータは、通常、かなり大きな電流スパイクを生成し、エネルギーの大幅な損失を引き起こす可能性があります(電流が増加すると電力が指数関数的に増加することを忘れないでください)。

ただし、実際の動作では、推奨される高電力DC-DCコンバータ回路は、最適な出力電流で70%を超える全体的な効率を提供し、レイアウトの単純さに関してはかなり印象的です。

その結果、これは、電力を飽和状態にすることを要求し、適度に延長されたターンオフ時間をもたらします。当然、トランジスタがインダクタ電流を遮断するのに必要な時間が長くなるほど、設計の全体的な効率は低下します。

まったく型破りな方法で、MOSFET BUZ10は、内部出力トランジスタではなく、発振器テスト出力のピン11を介して切り替えられます。

ダイオードD1は、回路内のもう1つの重要なコンポーネントです。このユニットの必需品は、高電流スパイクと緩慢な順方向降下に耐える可能性があります。タイプB5V79はこれらすべての要件を満たしているため、他のバリアントに置き換えることはできません。

図1の主回路図に戻ると、15〜20Aの高電流は一般に回路内で異常ではないことに注意する必要があります。内部抵抗が比較的高いバッテリで発生する問題を回避するために、コンデンサC4がコンバータの入力にバッファのように導入されています。

出力コンデンサが電流スパイクのような速いパルスを介してコンバータによって充電されることを考慮して、2つのコンデンサを並列に接続して、暴走容量を可能な限り最小限に抑えるようにします。

DC-DC電力変換器は、実際には短絡保護機能を備えていません。出力端子の短絡は、D1とL1を介したバッテリーの短絡とまったく同じです。 L1の自己インダクタンスは、ヒューズが飛ぶのに必要な期間、電流を制限するのに十分な高さではない可能性があります。

インダクタの構造の詳細

L1は、エナメル銅線を33回半巻いて作成します。図5に比率を示します。大多数の企業は、ABSロール上にエナメル銅線を提供しています。これは通常、インダクターを構築するために前者のように機能します。

cconverterを3アンペアのインダクタにする

インダクターワイヤを滑らせるために、下端に2mmの穴を2つ開けます。穴の1つはシリンダーの近くにあり、もう1つは前者の外周にあります。

表皮効果現象により、ワイヤの外面またはワイヤのスキンに沿って電荷キャリアがシフトするため、インダクタを構築するために太いワイヤを検討することは有用ではない場合があります。これは、コンバータで使用される周波数の大きさに関して評価する必要があります。

必要なインダクタンス内で最小の抵抗を保証するために、直径1 mmのワイヤーを数本、または直径0.8mmのワイヤーを3本または4本使用することをお勧めします。

約3本の0.8分のワイヤーにより、2本の1 mmワイヤーとほぼ同じ寸法を得ることができますが、有効な表面積は20%大きくなります。

インダクタはしっかりと巻かれ、適切な樹脂またはエポキシベースの化合物を使用して密封して、可聴ノイズの漏れを制御または抑制できます(動作周波数は可聴範囲内にあることに注意してください)。

建設と調整

提案された高電力DCDCコンバータ回路を対象としたプリント回路基板またはPCB設計を以下に示します。

コンバーターPCB設計

いくつかの構造的要因には、いくつかの考慮事項が必要です。抵抗R2とR3は非常に高温になる可能性があるため、PCB表面から数mm高い位置に設置する必要があります。

これらの抵抗によって移動する最大電流は、15Aに達する可能性があります。

パワーFETもかなり熱くなり、適度なサイズのヒートシンクと標準のマイカ絶縁キットが必要になります。

ダイオードは、パワーFETに使用される一般的なヒートシンクに理想的にクランプされている場合でも、冷却せずに動作する可能性があります(デバイスを電気的に絶縁することを忘れないでください)。通常の機能では、インダクタはかなりの量の加熱を示す場合があります。

このコンバータの入力と出力には、頑丈なコネクタとケーブルを組み込む必要があります。バッテリは、入力電源ライン内に導入された16A遅延動作ヒューズで保護されています。

出力短絡の間、ヒューズはコンバータにいかなる形の保護も提供しないという事実に注意してください!回路のセットアップはかなり簡単で、次の方法で行うことができます。

R1を調整して、20〜30 Vの範囲の目的の出力電圧を達成します。出力電圧はこれより低くすることができますが、入力電圧より低くすることはできません。

これは、R4の代わりに小さな抵抗を挿入することで実行できます。最大出力電流は約3Aと予想されます。

パーツリスト




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